Leistungsverstärker Klasse A

Wirkungsgrad heißt immer: was herauskommt, geteilt durch das, was hineingesteckt wird. Bei einem Sender ist das die HF-Ausgangsleistung geteilt durch die Gleichstromleistung aus dem Netzteil.

Kniff: Nicht mit der Verstärkung verwechseln: Die vergleicht Ausgang und Eingang des HF-Signals. Der Wirkungsgrad vergleicht den HF-Ausgang mit der Stromversorgung.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Als Verhältnis der HF-Leistung zu der Verlustleistung der Endstufenröhre bzw. des Endstufentransistors. – Die Verlustleistung ist ein Teil des Ganzen, nicht die Bezugsgröße. Geteilt wird durch die gesamte zugeführte Gleichstromleistung.
• Als Erhöhung der Ausgangsleistung bezogen auf die Eingangsleistung. – Das ist die Verstärkung, nicht der Wirkungsgrad.
• Als Verhältnis der Stärke der erwünschten Aussendung zur Stärke der unerwünschten Aussendungen. – Das beschreibt die Nebenaussendungsdämpfung — ein Maß für die Sauberkeit, nicht für die Ausbeute.

Je kürzer der Transistor je Periode leitet, desto stärker weicht der Stromverlauf von der Sinusform ab — und desto mehr Oberschwingungen entstehen. Im C-Betrieb leitet er am kürzesten.

Kniff: Oberschwingungen und Wirkungsgrad wachsen gemeinsam. Der C-Betrieb ist der wirtschaftlichste und zugleich der schmutzigste; er braucht immer einen Schwingkreis am Ausgang.

Warum die anderen nicht stimmen:

• A-Betrieb – Der sauberste von allen. Der Transistor leitet die ganze Periode über, die Kurvenform bleibt erhalten.
• AB-Betrieb – Liegt zwischen A und B. Deutlich sauberer als C.
• B-Betrieb – Der Transistor leitet eine halbe Periode. Mehr Oberschwingungen als A, aber weniger als C.

Im C-Betrieb ist der Ausgang voller Oberschwingungen. Anpassschaltung und Filter führen diese Frequenzen — was von dort abstrahlt, landet ungefiltert in der Luft.

Kniff: Das Filter nützt nichts, wenn die Oberschwingungen es außen herum verlassen. Nur ein Metallgehäuse hält sie auf; Kunststoff ist für Hochfrequenz durchsichtig.

Warum die anderen nicht stimmen:

• direkt an der Antenne befestigt werden. – Dann liefe die ungefilterte Leitung vom Sender bis zur Antenne und strahlte die Oberwellen auf ganzer Länge ab.
• vor dem Verstärker eingebaut werden. – Vor dem Verstärker gibt es die Oberschwingungen noch nicht. Sie entstehen erst in ihm.
• in einem gut isolierten Kunststoffgehäuse untergebracht werden. – Kunststoff schirmt nicht. Er isoliert elektrisch, hält aber kein Hochfrequenzfeld auf.

Die LC-Schaltung am Senderausgang leistet zweierlei zugleich: Sie transformiert den Ausgangswiderstand der Endstufe auf den der Antennenleitung, und weil sie frequenzabhängig arbeitet, dämpft sie zugleich die Oberschwingungen.

Kniff: Zwei Aufgaben in einem Bauteil. Nur die Antwort, die beides nennt, ist vollständig — und genau das ist der Kern der Frage.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Verringerung der rücklaufenden Leistung bei Fehlanpassung der Antennenimpedanz. – Die entsteht an der Antenne durch Fehlanpassung. Das Ausgangsfilter kann sie dem Sender vom Leib halten, beseitigen kann es sie nicht.
• Unterdrückung des HF-Trägers bei SSB-Modulation. – Das erledigt der Balancemodulator, ganz am Anfang der Kette.
• optimalen Einstellung des Arbeitspunktes des HF-Leistungsverstärkers. – Der Arbeitspunkt wird über die Vorspannung eingestellt, nicht über ein Filter am Ausgang.

Das Pi-Filter besteht aus zwei Kondensatoren gegen Masse und einer Spule dazwischen. Über das Verhältnis der beiden Kapazitäten transformiert es Widerstände — und als Tiefpass dämpft es zugleich alles oberhalb der Arbeitsfrequenz.

Kniff: Dieselben zwei Aufgaben wie in AF404: anpassen und sieben. Der Name kommt vom Schaltbild, das wie der griechische Buchstabe π aussieht.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Es dient der Verbesserung des Wirkungsgrads der Endstufe durch Änderung der ALC. – Die ALC regelt die Ansteuerung und ist eine Regelschaltung, kein Filter.
• Es dient der besseren Oberwellenanpassung an die Antenne. – Oberwellen sollen gerade NICHT an die Antenne gelangen. Das Filter hält sie zurück.
• Es dient dem Schutz der Endstufe bei offener oder kurzgeschlossener Antennenbuchse. – Dafür sorgt eine Schutzschaltung über die Stehwellenmessung. Ein Pi-Filter schützt nichts.

Kniff: Der Transistor will an seinem Kollektor einen ganz bestimmten Lastwiderstand sehen, damit er die vorgesehene Leistung abgibt; angeschlossen ist aber eine 50-Ohm-Antennenleitung. Die Kette Kondensator, Spule, Kondensator ist das Anpassnetzwerk, das dazwischen umsetzt. Dass zwei der drei Teile abstimmbar sind, verrät den Zweck: man dreht auf Anpassung, nicht auf eine Sperrfrequenz.

Warum die anderen nicht stimmen:

• dienen als Bandsperre. – Eine Bandsperre müsste einen Frequenzbereich vom Ausgang fernhalten. Das Netzwerk lässt die Arbeitsfrequenz gerade durch — es ist der Weg zur Antenne, nicht eine Sperre.
• dienen der Trägerunterdrückung bei SSB-Modulation. – Träger unterdrückt man im Modulator mit einer symmetrischen Diodenschaltung auf kleinem Pegel (siehe AF308). Hier sitzt man hinter der Verstärkerstufe; ein einzelner abgestimmter Kreis kann einen Träger zwischen seinen Seitenbändern nicht herausnehmen.
• dienen als Sperrkreis. – Ein Sperrkreis wäre ein Parallelschwingkreis in Reihe im Signalweg, der eine Frequenz aufhält. Hier liegt die Spule in Reihe und der Kondensator nach Masse — das ist ein Tiefpass zur Anpassung, und beide Drehkondensatoren werden auf Leistungsabgabe eingestellt.

Kniff: Zwei Drehkondensatoren und eine Spule, angeordnet als Reihen-, Quer- und wieder Reihenzweig, und alle einstellbar: das ist die Bauform eines Anpassnetzwerks. Es steht vor der Stufe, also zwischen dem Ausgang der vorherigen Stufe und der niedrigen, komplexen Eingangsimpedanz des Transistors — genau die soll es aufeinander abbilden. Arbeitspunkt und Schutzfunktionen brauchen Gleichstromwege; durch einen Kondensator in Reihe fließt kein Gleichstrom.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Sie dienen zur optimalen Einstellung des Arbeitspunktes für den Transistor. – Den Arbeitspunkt legen der Widerstand am Basisknoten und der Emitterwiderstand fest, beides Gleichstromwege. Der Drehkondensator in Reihe sperrt Gleichstrom vollständig, mit ihm lässt sich kein Arbeitspunkt einstellen.
• Sie schützen den Transistor vor unerwünschten Rückkopplungen und filtern Eigenschwingungen des Transistors aus. – Gegen Rückwirkung und Eigenschwingen setzt man ein Neutralisationsglied über den Transistor hinweg oder einen Dämpfungswiderstand bzw. eine Ferritperle unmittelbar am Anschluss. Diese drei Bauteile liegen dagegen hintereinander im Signalweg vor der Stufe und sind einstellbar.
• Sie schützen den Transistor vor thermischer Überlastung. – Zur Temperatursicherung gehört ein Fühler, der auf den Arbeitspunkt zurückwirkt. Spulen und Kondensatoren setzen keine Leistung um und merken von der Sperrschichttemperatur nichts.

Kniff: Drei Fragen an das Bild, und alle drei werden von den Bauteilen beantwortet. Gibt es eine Rückkopplung vom Ausgang zur Basis? Nein — also kein Oszillator. Gibt es einen zweiten Eingang für eine Oszillatorfrequenz? Nein, nur einen Signaleingang und die Betriebsspannung — also kein Mischer. Gibt es Schwingkreise? Ja, am Eingang und am Kollektor, beide mit abstimmbaren Spulen — also nicht breitbandig, sondern selektiv, und mit Spulenkernen und Drehabstimmung für Hochfrequenz, nicht für NF.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Es handelt sich um einen frequenzvervielfachenden Oszillator. – Ein Oszillator braucht einen Weg vom Ausgang zurück auf den Eingang. Vom Ausgangstransformator führt keine Leitung zur Basis; stattdessen kommt das Signal von außen am linken Anschluss herein.
• Es handelt sich um einen breitbandigen NF-Verstärker. – Breitbandig heißt: keine Schwingkreise. Hier sind zwei abgestimmte Kreise verbaut, jeder mit abstimmbarer Spule — das ist gerade das Gegenteil. Und Spulen mit Abstimmkern und Drehkondensatoren finden sich in NF-Verstärkern nicht.
• Es handelt sich um einen selektiven Mischer. – Selektiv ist die Schaltung, ein Mischer aber nicht: dazu müsste an einem zweiten Eingang eine Oszillatorfrequenz eingespeist werden. Im Bild gibt es nur einen Signaleingang, einen Ausgang und den Anschluss +.

Kniff: Der Eingangsschwingkreis soll seine Güte behalten. Legt man die vorhergehende Stufe an den ganzen Kreis, belastet ihr Innenwiderstand ihn stark. An einer Anzapfung wirkt dieser Widerstand mit dem Quadrat des Windungsverhältnisses hochtransformiert — die Quelle sieht einen kleineren Widerstand, der Kreis sieht eine geringere Belastung. Die Anzapfung ist also ein Übertrager mit einer Wicklung: Anpassung, nicht Bedämpfung.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Sie ermöglicht die Dreipunkt-Rückkopplung des Oszillators. – Die Stufe ist kein Oszillator: vom Kollektorkreis führt kein Weg zurück auf die Basis. Für eine Dreipunktschaltung müssten alle drei Transistoranschlüsse am selben Kreis liegen; hier liegt am Eingangskreis nur die Basis.
• Sie bewirkt die notwendige Entkopplung für den Schwingungseinsatz der Oszillatorstufe. – Auch das setzt einen Oszillator voraus. Es gibt weder Rückkopplung noch eine Bedingung für den Schwingungseinsatz — die Stufe verstärkt nur das von links zugeführte Signal.
• Sie bewirkt eine stärkere Bedämpfung des Eingangsschwingkreises. – Genau die Gegenrichtung: die Anzapfung transformiert den Innenwiderstand der Quelle hoch und bedämpft den Kreis dadurch weniger. Stärker bedämpft würde er, wenn man die Quelle an das ganze Wicklungsende legte.

Kniff: C1 und C2 liegen in Reihe über dem Eingangskreis, und die Basis greift nur an ihrem Verbindungspunkt ab. Ein solcher kapazitiver Teiler nimmt dem hochohmigen Schwingkreis nur einen Bruchteil der Spannung ab und setzt damit die niedrige Eingangsimpedanz der Basis auf einen hohen Wert hoch — der Kreis wird nicht bedämpft. Dasselbe Teilerbild steckt auch in der kapazitiven Dreipunktschaltung; dort ist es aber der Rückkopplungsweg eines Oszillators, und genau dieser Weg von Ausgang zu Eingang fehlt hier.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Realisierung einer kapazitiven Dreipunktschaltung für den Oszillator. – Die Falle: der Teiler sieht wirklich wie ein Colpitts-Oszillator aus. Ein Oszillator braucht aber eine Rückführung vom Kollektor auf den Eingangskreis. Hier kommt das Signal von der Klemme links herein und verlässt die Stufe rechts über den Übertrager — eine Verstärkerstufe.
• Unterdrückung von Oberschwingungen. – Ein Spannungsteiler filtert nicht. C1 und C2 gehören elektrisch zum Eingangskreis und bestimmen seine Resonanz mit; Oberschwingungen wären ohnehin ein Problem des Ausgangs, nicht des Eingangs.
• Verhinderung der Schwingneigung. – Gegen unerwünschtes Schwingen nimmt man einen Dämpfungswiderstand, eine Ferritperle oder eine Neutralisation. Zwei Kondensatoren über dem Eingangskreis dämpfen nichts — sie bestimmen das Übersetzungsverhältnis.

Kniff: Es zählt, wo X liegt: nicht im Signalweg, sondern in der Gleichstromzuleitung, und dort in Reihe. Eine Spule in Reihe lässt den Betriebsstrom durch und sperrt die HF. Zusammen mit dem Kondensator dahinter bildet sie das Siebglied, das die HF in der Stufe hält und aus der Betriebsspannungsleitung heraus — sonst wandert sie über die gemeinsame Zuleitung in andere Stufen.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Zur Abstimmung – Abgestimmt wird im Schwingkreis, hier an der Übertragerwicklung rechts, und dafür ist ein Bauteil einstellbar gezeichnet. X hat keine Verstellmöglichkeit und liegt in der Gleichstromzuleitung.
• Zur Wechselstromkopplung – Wechselstrom koppelt man mit Kondensatoren, wie am Eingang und am Emitter zu sehen. Eine Drossel tut das Gegenteil: Gleichstrom durchlassen, Wechselstrom sperren.
• Zur Kopplung mit der nächstfolgenden Stufe – Zur nächsten Stufe geht es über den Übertrager rechts mit seiner getrennten Sekundärwicklung. X sitzt an der +-Klemme; diese Leitung führt zur Stromversorgung, nicht in den Signalweg.

Kniff: Zwei Merkmale entscheiden. Erstens die Mittelanzapfungen: Eingangs- wie Ausgangswicklung sind mittig angezapft, die beiden Transistoren sitzen an den gegenüberliegenden Enden und arbeiten damit gegenphasig — Gegentakt. Zweitens fehlt jeder Schwingkreis: kein Kondensator parallel zu einer Wicklung, kein Abstimmkern. Was keine Resonanz hat, kann nicht selektiv sein und nichts vervielfachen — es bleibt breitbandig bei der Eingangsfrequenz.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Breitband-Frequenzverdoppler. – Zum Verdoppeln müssten beide Transistoren gleichphasig in dasselbe Wicklungsende arbeiten, damit sich beide Halbwellen in derselben Richtung addieren. Hier liegen die Kollektoren an den beiden entgegengesetzten Enden der Wicklung — die Halbwellen ergänzen sich zur vollen Schwingung der Eingangsfrequenz.
• selektiven Hochfrequenzverstärker. – Für Selektivität bräuchte es Resonanz, also einen Kondensator parallel zu einer Wicklung oder einen Abstimmkern. Beides fehlt; die beiden Übertrager übertragen über einen weiten Frequenzbereich gleich.
• modulierbaren Oszillator. – Es gibt keine Rückkopplung vom Ausgangsübertrager auf die Basen und keinen Modulationseingang. Das Signal kommt an den beiden linken Klemmen herein und verlässt die Schaltung an den beiden rechten — eine Verstärkerstrecke, kein geschlossener Kreis.

Kniff: Drei Merkmale in der Zeichnung sagen „breitbandig“: kein einziger Abstimmkondensator an den Wicklungen, unüberbrückte Emitterwiderstände (10 Ω und 0,56 Ω) und der Widerstand von 180 Ω quer über die Ausgangswicklung, der jede Resonanz absichtlich wegdämpft. Die Gegenkopplung über 2,7 kΩ verschenkt Verstärkung und macht den Frequenzgang glatt.

Warum die anderen nicht stimmen:

• selektiven Hochfrequenzverstärker. – Selektiv wäre die Stufe nur mit Schwingkreisen, also Kondensatoren parallel zu den Wicklungen. Es ist keiner gezeichnet, und die 180 Ω über der Ausgangswicklung würden jede Resonanz ohnehin breittreten.
• zweistufigen LC-Oszillator. – Es fehlt beides, was einen Oszillator macht: ein frequenzbestimmender Schwingkreis und eine Rückführung vom Ausgang auf den Eingang. Die 2,7 kΩ laufen vom Kollektor auf die eigene Basis zurück und wirken gegenphasig, also gegenkoppelnd.
• Gegentakt-Verstärker im B-Betrieb. – Im Gegentakt arbeiten zwei Transistoren gleichzeitig an je einer Halbwelle, angesteuert über eine Wicklung mit Mittelanzapfung. Hier sitzen die Stufen hintereinander — der Ausgang der ersten treibt die Basis der zweiten — und beide haben über die Teiler einen Ruhestrom, also keinen B-Betrieb.

Kniff: Erst feststellen, welche Schaltungsart jede Stufe ist, und zwar an der Frage: wo wird das Signal abgenommen? Bei beiden Transistoren liegt der Emitter über einen kleinen Widerstand an Masse und das Signal geht vom Kollektor weg — zwei Emitterschaltungen. Ein Kollektor, der unmittelbar an der Betriebsspannung liegt, kommt in dieser Zeichnung nicht vor. T1 sitzt zwischen dem hochohmigen Kollektorausgang der ersten und der niederohmigen Basis der zweiten Stufe und setzt die Impedanz um.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Er dient der Anpassung des Ausgangswiderstandes der Kollektorschaltung an den Eingang der folgenden Emitterschaltung. – Die erste Stufe ist keine Kollektorschaltung. Ihr Kollektor liegt über die Primärwicklung von T1 und eine Drossel an +13 V und gibt das Signal ab; bei einer Kollektorschaltung läge er direkt an der Schiene und das Signal käme vom Emitter.
• Er dient der Anpassung des Ausgangswiderstandes der Emitterschaltung an den Eingang der folgenden Kollektorschaltung. – Die erste Hälfte stimmt, die zweite nicht. Auch der rechte Transistor gibt sein Signal am Kollektor ab, dort liegt der Ausgangsübertrager mit R = 180 Ω; sein Emitter hat nur 0,56 Ω nach Masse.
• Er dient der Anpassung des Ausgangswiderstandes der Kollektorschaltung an den Eingang der folgenden PA. – Doppelt daneben: die erste Stufe arbeitet in Emitterschaltung, und T1 liegt zwischen den beiden gezeichneten Transistoren. Zu einer weiteren Endstufe geht es erst über den Ausgangsübertrager ganz rechts.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF414

Kniff: Bei jedem Paar steht ein kleiner Folienkondensator neben einem großen Elko. Ein Elko ist gewickelt: er hat eigene Induktivität und Zuleitungswiderstand, seine Impedanz steigt oberhalb einiger hundert Kilohertz wieder an, er wird für HF unwirksam. Der kleine Kondensator hat fast keine Induktivität und bleibt bis in den UKW-Bereich niederohmig, seine Kapazität ist aber für tiefe Frequenzen zu klein. Jeder deckt das ab, was der andere nicht kann.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Die Kapazität nur eines Kondensators reicht bei hohen Frequenzen nicht aus. – Umgekehrt: der Blindwiderstand ist 1 / (2 · π · f · C), bei hohen Frequenzen braucht man also weniger Kapazität, nicht mehr. Das Problem des Elkos ist nicht zu wenig Kapazität, sondern seine eigene Induktivität.
• Der Kondensator mit der geringen Kapazität dient zur Siebung der niedrigen und der Kondensator mit der hohen Kapazität zur Siebung der hohen Frequenzen. – Genau vertauscht. Für tiefe Frequenzen braucht man große Kapazität, und die hat der Elko; der kleine Kondensator übernimmt die hohen Frequenzen.
• Zu einem Elektrolytkondensator muss immer ein keramischer Kondensator parallel geschaltet werden, weil er sonst bei hohen Frequenzen zerstört werden würde. – Zerstört wird dabei nichts — ein Elko wird bei hohen Frequenzen nur unwirksam, weil seine Impedanz wieder ansteigt. Eine allgemeine Vorschrift, jedem Elko einen Keramikkondensator beizugeben, gibt es auch nicht; sie steht hier nur, wo HF abzublocken ist.

Kniff: Eine Wicklung ist niemals nur eine Induktivität: mit ihrer eigenen Wickelkapazität bildet sie einen ungewollten Schwingkreis, und der liegt meist weit über der Nutzfrequenz. Der Transistor hat dort oben noch Verstärkung — beides zusammen schwingt gern von selbst. Ein Widerstand parallel zur Wicklung bedämpft diesen ungewollten Kreis, drückt seine Güte herunter und nimmt der Schwingung die Grundlage. Dass er dabei Leistung frisst, nimmt man in Kauf.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Er dient zur Begrenzung des Kollektorstroms bei Übersteuerung. – Der Kollektorstrom fließt durch die Wicklung, nicht durch R — parallel liegende Bauteile begrenzen keinen Strom, sie zweigen nur einen Teil ab. Begrenzt wird hier durch den Widerstand in Reihe im Emitter, das sind die 0,56 Ω.
• Er dient zur Erhöhung des HF-Wirkungsgrades der Verstärkerstufe. – Genau umgekehrt: R liegt parallel zum Nutzwiderstand der Wicklung und setzt dort HF-Leistung in Wärme um. Er verschlechtert den Wirkungsgrad, und diesen Preis zahlt man bewusst für die Stabilität.
• Er dient zur Anpassung der Primärwicklung an die folgende PA. – Die Anpassung macht das Übersetzungsverhältnis von T₂, also die Windungszahlen. Ein Widerstand parallel zur Wicklung kann kein Verhältnis einstellen; er würde eine passende Anpassung nur verfälschen und Leistung wegnehmen.

Kniff: Die Übersetzungsverhältnisse stehen dran und zeigen beide in dieselbe Richtung: T₁ setzt mit 4:1 herunter (50 Ω / 4 = 12,5 Ω), T₂ setzt mit 1:9 herauf (50 Ω / 9 = 5,6 Ω an den Drains). Die Transistorseite trägt also beide Male die kleine Zahl. Das passt zur Leistungsendstufe: einige hundert Watt bei 50 V heißen Ströme von mehreren Ampere, und das ergibt Lastwiderstände von wenigen Ohm.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Zur Anpassung von 50 Ω an die hochohmige Eingangsimpedanz der Transistoren und die hochohmige Ausgangsimpedanz der Transistoren an 50 Ω. – Beide Übertrager falsch herum gelesen. Mit 4:1 als Aufwärtstransformation kämen 200 Ω am Gate heraus und mit 1:9 als Abwärtstransformation 450 Ω am Drain — bei 50 V Betriebsspannung wären daraus nur wenige Watt zu holen.
• Zur Anpassung von 50 Ω an die niederohmige Eingangsimpedanz der Transistoren und die hochohmige Ausgangsimpedanz der Transistoren an 50 Ω. – Die Eingangsseite stimmt, die Ausgangsseite nicht: T₂ ist mit 1:9 angeschrieben, transformiert also von wenigen Ohm an den Drains auf 50 Ω hinauf. Hochohmig wäre die Drainseite nur bei umgekehrter Richtung.
• Zur Anpassung von 50 Ω an die hochohmige Eingangsimpedanz der Transistoren und die niederohmige Ausgangsimpedanz der Transistoren an 50 Ω. – Die Ausgangsseite stimmt, die Eingangsseite nicht: T₁ mit 4:1 macht aus 50 Ω 12,5 Ω. Ein Leistungs-FET ist nur bei Gleichspannung hochohmig — bei HF bilden seine großen Gate-Kapazitäten einen kleinen Blindwiderstand, der Eingang ist also niederohmig.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF417

Kniff: Die drei Bauteile liegen nicht im Signalweg, sondern in der 50-V-Leitung: C₃ quer, die Drossel längs, C₂ quer — ein Pi-Glied. Die Drossel liegt in Reihe, die Kondensatoren queren; damit muss der Gleichstrom durch (das ist der Zweck) und die Hochfrequenz bleibt hängen. Bei 3,5 MHz hat die Drossel 2,2 kΩ, C₂ nur 0,45 Ω — genau die Aufteilung eines Tiefpasses.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Bandpass – Ein Bandpass lässt nur ein Band durch und sperrt darunter und darüber. Hier muss der Gleichstrom für die Drains durch, und je höher die Frequenz, desto stärker die Sperrwirkung — es gibt keine untere Sperrgrenze.
• Hochpass – Beim Hochpass läge der Kondensator in Reihe und die Spule quer. Hier ist es umgekehrt. Ein Hochpass würde außerdem die Betriebsspannung abtrennen, die Endstufe bliebe stromlos.
• Bandsperre – Eine Bandsperre würde oberhalb ihres Sperrbereichs wieder durchlassen. Diese Anordnung dämpft mit steigender Frequenz immer mehr; ein zweiter Durchlassbereich existiert nicht.

Kniff: Entscheidend ist, wo das Glied sitzt: zwischen der Klemme U_DD = 50 V und der Mittelanzapfung von T₂ — also im Speisezweig, nicht im Sendeweg. Über die Mittelanzapfung gelangt sonst HF aus den Drains in die Betriebsspannungsleitung und von dort als Störstrahlung ins Haus. Die Drossel hält sie fest (2,2 kΩ bei 3,5 MHz), die Kondensatoren leiten ab (unter 1 Ω).

Warum die anderen nicht stimmen:

• Sie wirkt als Pi-Filter für das Sendesignal. – Die Form ist ein Pi-Glied, der Ort ist falsch: das Sendesignal läuft von den Drains über T₂ zur Klemme HF_OUT und kommt an diesem Glied gar nicht vorbei. Es liegt in der 50-V-Leitung.
• Sie reduziert Oberschwingungen auf dem Sendesignal. – Oberwellen des Sendesignals müssen hinter T₂ in der Antennenleitung gefiltert werden. Durch die Drossel fließt Gleichstrom, kein Sendesignal — hier ist nichts zu filtern, was hinausgestrahlt würde.
• Sie reduziert Brummspannungsanteile auf dem Sendesignal. – Für Brumm sind die Werte völlig untauglich: bei 100 Hz hat die Drossel 0,06 Ω und C₃ rund 3,4 kΩ — das Glied tut dort gar nichts. Brummsiebung braucht Millifarad und Henry.

Kniff: Anschluss 1 von R₃ liegt oben, an R₂ und damit an der stabilisierten Seite; Anschluss 3 liegt unten, über R₆ an Masse. Der Schleifer holt die Gatespannung aus diesem Teiler: in Stellung 1 sind es rund 3,5 V, in Stellung 3 nur noch rund 1,4 V. Weniger Gatespannung heißt bei einem LDMOS weniger Drainstrom. Und weil beide Gates über die Mittelanzapfung von T₁ an genau demselben Punkt hängen, gilt das für beide Transistoren gleichzeitig.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Der Drainstrom steigt in K₁ und sinkt in K₂. – Unmöglich: beide Gates werden über die zwei Hälften der Sekundärwicklung von T₁ aus einer einzigen Mittelanzapfung vorgespannt. Ein Einstellwiderstand kann die Ströme nicht gegenläufig verschieben.
• Der Drainstrom sinkt in K₁ und steigt in K₂. – Dieselbe Unmöglichkeit mit umgekehrten Vorzeichen. Es gibt nur eine Bias-Spannung für beide Transistoren; getrennte Einsteller wären dafür nötig.
• Der Drainstrom in beiden Transistoren erhöht sich. – Richtige Überlegung, falsche Richtung: nach 1 hin (nach oben, zu R₂) steigt die Schleiferspannung und damit der Strom. Anschluss 3 liegt über R₆ an Masse, dort wird die Gatespannung kleiner.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF420

Lösungsweg:

1. Die Z-Diode hält den Knoten hinter R₁ auf U_Z = 6,2 V
2. Schleifer am Anschlag 1: unterhalb liegen R₃ + R₆ = 220 Ω + 150 Ω = 370 Ω
3. Dazu parallel R₄: 370 Ω · 6800 Ω / 7170 Ω = 351 Ω
4. Oberhalb liegt R₂ = 270 Ω
5. U_GS = 6,2 V · 351 Ω / (270 Ω + 351 Ω) = 3,5 V

Kniff: Am Anschlag 1 liegt der Schleifer am oberen Ende von R₃. Die Gate-Source-Spannung ist dann die Spannung an diesem Punkt, denn die Sources liegen an Masse und durch R₅ fließt kein Gleichstrom (ein Gate zieht keinen Strom). Wichtig ist R₄ = 6,8 kΩ: der Widerstand liegt am Schleifer nach Masse und belastet den Teiler. Ohne ihn kommen 3,58 V heraus, mit ihm 3,5 V — erst damit trifft man die Antwort.

Warum die anderen nicht stimmen:

• 2,77 V – Am nächsten kommt man dieser Zahl, wenn man R₆ vergisst und Anschluss 3 direkt an Masse legt: 6,2 V · 220 Ω / (270 + 220) Ohm = 2,78 V. Genau 2,77 V ergibt auch das nicht.
• 3,7 V – Das ist die Antwort für den unbelasteten Teiler: ohne R₄ ergeben sich 6,2 V · 370/640 = 3,58 V, großzügig aufgerundet 3,6 bis 3,7 V. R₄ = 6,8 kΩ liegt aber parallel zu den 370 Ω und drückt das Ergebnis auf 3,5 V.
• 0,45 V – Zu dieser Zahl führt keine der üblichen Verwechslungen — eine Blindantwort. Sie liegt in der Größenordnung dessen, was man erhält, wenn man den Teilerstrom von rund 9 mA durch R₅ = 51 Ω schickt; durch R₅ fließt jedoch kein Gleichstrom.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF421

Kniff: Die X-Spulen liegen nicht im Signalweg, sondern in der Zuleitung der Betriebsspannung. Gleichstrom lassen sie durch, für die Arbeitsfrequenz sind sie hochohmig: die HF nimmt deshalb den Weg über die Koppelkondensatoren in die Ausgangsanpassung und nicht in das Netzteil. Das ist wichtig, weil eine Betriebsspannungsleitung mit HF darauf alles im Gerät verseucht und zudem Leistung verloren geht. Die Anpassung auf 50 Ω steht als eigener Block daneben.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Sie transformieren die Ausgangsimpedanz der Transistoren auf 50 Ω. – Das macht der Block "Ausgangsanpassung", der eigens dafür eingezeichnet ist. Eine Drossel in der Speiseleitung transformiert nichts, sie soll für HF gerade möglichst unwirksam sein.
• Sie verhindern die Entstehung von Oberschwingungen. – Oberschwingungen entstehen im nichtlinearen Betrieb der Transistoren; eine Drossel in der Zuleitung kann das nicht verhindern. Beseitigt werden sie durch ein Tiefpassfilter hinter dem Ausgang.
• Sie dienen als Arbeitswiderstand für die Transistoren. – Genau umgekehrt gedacht: ein Arbeitswiderstand müsste den Signalstrom aufnehmen und in Spannung umsetzen. Die Drossel ist absichtlich so groß gewählt, dass durch sie kein HF-Strom fließt. Die Last für die Drains liefert über die Koppelkondensatoren die Ausgangsanpassung.

Kniff: Jedes Poti liegt zwischen U_BIAS und GND, der Schleifer geht auf ein Gate. Die Gatespannung ist damit einstellbar zwischen 0 V und U_BIAS. Beim LDMOS wächst der Drainstrom mit der Gatespannung, also muss der Schleifer für mehr Ruhestrom in Richtung U_BIAS. Und weil es Gegentakt ist, gilt das für beide Hälften gleich — sonst wird die Stufe unsymmetrisch und erzeugt Oberwellen.

Warum die anderen nicht stimmen:

• R₁ in Richtung GND und R₂ in Richtung U_BIAS verstellen. – Nur R₂ geht in die richtige Richtung. Der Schleifer von R₁ wandert dabei auf 0 V, das obere Gate wird zugedreht und diese Hälfte sperrt: der Ruhestrom der oberen Hälfte sinkt statt zu steigen, die Endstufe arbeitet nur noch einseitig.
• R₁ in Richtung U_BIAS und R₂ in Richtung GND verstellen. – Dieselbe Verwechslung, nur andersherum: das obere Gate bekommt mehr, das untere weniger Spannung. Die Gegentaktstufe wird unsymmetrisch, der gemeinsame Ruhestrom steigt nicht wie gewünscht.
• R₁ und R₂ in Richtung GND verstellen. – Das ist die Gegenrichtung. Beide Schleifer wandern auf 0 V, beide Gatespannungen gehen zurück und der Ruhestrom sinkt — bis zum Abschalten beider Transistoren.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF423

Kniff: Zwei Dinge im Bild ablesen. Erstens: R₄ hängt nur am Gate von Transistor 1; Transistor 2 hat sein eigenes Potentiometer an derselben U_BIAS-Leitung. Über Drosseln und einen Kondensator kommt keine Gleichspannung vom einen Gate zum anderen — was an R₄ verstellt wird, erreicht Transistor 2 nicht. Zweitens: die Potentiometerbahn liegt zwischen U_BIAS und Masse. Der Schleifer „in Richtung U_BIAS“ heißt also zur positiveren Seite, damit steigt die Gate-Spannung, und bei einem selbstsperrenden N-Kanal-FET steigt mit der Gate-Spannung der Drainstrom.

Warum die anderen nicht stimmen:

• Drainstrom in Transistor 1 sinkt und Drainstrom in Transistor 2 sinkt. – Zweifach falsch. Zur Seite U_BIAS hin wird die Gate-Spannung größer, nicht kleiner, also steigt der Strom. Und Transistor 2 hängt an einem eigenen Potentiometer, sein Strom bleibt von R₄ unberührt.
• Drainstrom in Transistor 1 steigt und Drainstrom in Transistor 2 steigt. – Die Richtung ist richtig, aber Transistor 2 wird mitgezogen, was er nicht wird. Sein Gate hängt am Schleifer des unteren Potentiometers; der bewegt sich nicht. Die Drosseln in den Gate-Leitungen und der Drehkondensator zwischen den Gates führen keine Gleichspannung von Gate 1 nach Gate 2.
• Drainstrom in Transistor 1 sinkt und Drainstrom in Transistor 2 bleibt konstant. – Transistor 2 ist richtig als unverändert erkannt, die Richtung bei Transistor 1 aber verdreht. Das Ende der Bahn, von dem der Schleifer weggeht, liegt an Masse; er läuft also auf das höhere Potential zu. Diese Antwort wäre richtig, wenn der Schleifer in Richtung Masse verstellt würde.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF424

Lösungsweg:

1. Spannung an R_BIAS: 13,5 V − 4 V = 9,5 V
2. Strom durch R_BIAS = Strom in den MMIC = 10 mA
3. R_BIAS = 9,5 V / 0,01 A = 950 Ω

Kniff: R_BIAS liegt nicht an der ganzen Betriebsspannung. Der Baustein braucht 4 V an Anschluss 3; am Widerstand bleibt nur der Rest. Und der Strom durch R_BIAS ist derselbe, der in den MMIC fließt — die Drossel hat für Gleichstrom keinen Widerstand, das Signal wird von C₂ kurzgeschlossen.

Warum die anderen nicht stimmen:

• 95 Ω – Faktor 10 daneben: 9,5 V geteilt durch 100 mA statt durch 10 mA. Mit 95 Ω flösse ein Strom von 100 mA, der MMIC wäre zerstört.
• 1350 Ω – Mit der ganzen Betriebsspannung gerechnet: 13,5 V / 10 mA. Die 4 V, die am Baustein stehen bleiben, sind nicht abgezogen.
• 400 Ω – Mit U_D statt mit der Differenz gerechnet: 4 V / 10 mA. Die 4 V liegen aber am MMIC, nicht am Widerstand.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF425

Lösungsweg:

1. Spannung an R_BIAS: 13,8 V − 4 V = 9,8 V
2. Strom: 15 mA
3. R_BIAS = 9,8 V / 0,015 A = 653 Ω
4. Nächster Normwert der Reihe (560 – 680 – 820): 680 Ω

Kniff: Erst rechnen, dann runden — und nur einmal. 9,8 V / 15 mA ergeben 653 Ω; gefragt ist der nächste Normwert, und das ist 680 Ω, nicht der nächstkleinere. Mit 680 Ω fließen 9,8 V / 680 Ω = 14,4 mA, also etwas weniger als der Sollstrom — die für den Baustein ungefährliche Richtung.

Warum die anderen nicht stimmen:

• 820 Ω – Rechnet man ohne Abzug von U_D, kommen 13,8 V / 15 mA = 920 Ω heraus; davon der nächste Normwert nach unten ist 820 Ω. Genau getroffen wird die Zahl nur mit dieser doppelten Nachlässigkeit.
• 270 Ω – Mit U_D statt mit der Differenz gerechnet: 4 V / 15 mA = 267 Ω ≈ 270 Ω. Damit flössen 9,8 V / 270 Ω = 36 mA, rund das 2,4-Fache des Sollstroms.
• 560 Ω – Die 653 Ω zum nächstkleineren Normwert abgerundet. Dann fließen 9,8 V / 560 Ω = 17,5 mA statt 15 mA — der Arbeitspunkt liegt zu hoch.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF426

Lösungsweg:

1. Spannung an R_BIAS: 9 V − 4 V = 5 V
2. Strom: 5 V / 470 Ω = 10,6 mA (er fließt auch durch den MMIC)
3. Leistung im MMIC: 4 V · 10,6 mA = 42,6 mW
4. gerundet 43 mW

Kniff: Gefragt ist die Wärme im MMIC, nicht die in der ganzen Schaltung. Am Baustein liegen nach der Zeichnung 4 V — diese Angabe steht nicht in der Frage, sondern im Bild. Der Strom ergibt sich aus dem Rest der Spannung an R_BIAS. Die Leistung im Vorwiderstand gehört nicht dazu, sie wird im Widerstand frei.

Warum die anderen nicht stimmen:

• 90 mW – Das ist die Leistung des ganzen Zweigs, mit gerundeten Werten: 9 V · 10 mA. Darin steckt auch die Wärme des Vorwiderstands; genau gerechnet wären es 9 V · 10,6 mA = 96 mW.
• 52 mW – Das ist die Verlustleistung im Vorwiderstand und nicht die im MMIC: 5 V · 10,6 mA = 53 mW. Verwechselt wurden die beiden Bauteile.
• 47 mW – Wieder der Vorwiderstand, diesmal mit rundem Strom: (10 mA)² · 470 Ω = 47 mW. Gefragt ist die Leistung im MMIC, also U_D · I.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF427

Lösungsweg:

1. Eingang des Sendezweigs: −5 dBm am SDR-Ausgang
2. Ausgang: 43 dBm an der Antenne
3. Verstärkung = 43 dBm − (−5 dBm) = 48 dB
4. Gegenprobe über die Stufen: (16 − (−5)) + (43 − 16) = 21 dB + 27 dB = 48 dB
5. Gegenprobe über die Leistungen: 20 W / 0,3 mW = 66667, also 10 · log(66667) = 48 dB

Kniff: An den Linien stehen Pegel in dBm, gefragt ist eine Verstärkung in dB. Die Verstärkung ist die Differenz zweier Pegel — Anfang und Ende des Zweigs genügen, die Stufen dazwischen muss man nicht einzeln addieren. Und auf das Vorzeichen achten: −5 dBm abziehen heißt 5 addieren.

Warum die anderen nicht stimmen:

• 38 dB – Das Vorzeichen verloren: 43 − 5 = 38. Der Eingangspegel ist aber −5 dBm, und zwei Minuszeichen ergeben ein Plus: 43 + 5 = 48.
• 43 dB – Der Ausgangspegel 43 dBm einfach als Verstärkung hingeschrieben. Verstärkung ist immer ein Verhältnis, hier bezogen auf die −5 dBm am Eingang.
• 59 dB – Pegel statt Verstärkungen addiert: 16 + 43 = 59. Die Stufenverstärkungen sind 21 dB und 27 dB, zusammen 48 dB.

Ausführlicher Rechen- bzw. Lösungsweg im Lehrgang des DARC: 50ohm.de/AF428